为供给更佳的用户体验，标记本电脑及其适配器赓续向小型化、高功率密度化偏向成长，便于花费者外出时携带更便利，同时，还需具备高平均能效和极低待机功耗，以相符日趋严格的各类能效律例。如于2016年1月1日生效的欧盟CoC V5 Tier 2 规定，输出功率为45 W和65 W的AC-DC适配器平均能效需分别达到87.7%和89%，待机功耗分别低于75 mW和150 mW，并且还请求10%负载前提时的能效需分别达到77.7%和77.5%。电源设计工程师面对体积、能效和成本等多方面的设计挑衅。

表1. AC-DC 适配器能效律例一览

开关频鲁居决定开关电源的功率密度，进步开关频率可有效地减小无源功率器件如变压器、输出电容的尺寸，大年夜而进步功率密度；高功率密度应用仅知足能效规范远远不敷，因为体积减小时，散热面积也响应削减，需进步能效以削减发烧，减小对内部元器件寿命的影响；此外，工程师需将成本控制在合理范围内，以在竞争激烈的市场处于有利地位。
综上所述，损耗源及影响损耗的身分可归纳为：

准谐振反激 + 同步整流 = 高功率密度适配器
LLC拓扑构造可供给高频率和高能效，但其成本较高，且对输入电压范围有严格请求，不实用于标记本电脑这一功率等级。采取准谐振反激式拓扑加上同步整流(SR)可轻松地设计出知足体积、能效、成本等请求的高功率密度适配器，如安森美半导体的高频准谐振反激式控制器NCP1340/1+SR控制IC NCP4305/80。
准谐振模式许可应用相对大年夜的缓冲电容Clump，额外增长的Clump (10-22pF)可以削减MOS管关断损耗，削减电磁干扰(EMI)。准谐振反激有利于次极端加SR，可降低整流二极管导通损耗，削减次极端整流管尖峰电压，降低其耐压请求。

图1. 准谐振模式许可应用相对大年夜的缓冲电容Clump

准谐明示反激电源损耗分析和设计要点
分析准谐振反激损耗旨在进步工作频率后再削减功率损耗。准谐振反激电源的损耗重要分布在初级MOSFET、尖峰接收电路、变压器和输出整流。

图2. 准谐振反激电源的损耗分布

1．初级MOSFET损耗分析
初级MOSFET损耗重要包含导通损耗、开关损耗和驱动损耗。导通损耗由漏源导通阻抗Rds(on)和初级端均方根电流定义。对于开关损耗，因为MOSFET的结电容与其Vds电压成非线性比例，所以不克不及用简单的电容储能公式计算，须要将实际的结电容推敲进去，结电容可懂得为MOSFET DS 收集间等效的除了MOSFET内部的结电容外的其它电容。驱动损耗在开关频率较低时可以不作推敲，但在高频应用中不克不及忽视，它在MOSFET导通和关断时产生，重要取决于MOSFET总门极电荷Qg、开关频率和IC工作电压Vcc，损耗大年夜部分消费在驱动电阻上。
是以，对于MOSFET的拔取，在高频应用中，Rds (on) x Qg乘积数越低越有利于降低导通损耗和驱动损耗。应选择体积小、薄且散热性好的低热阻封装。因为氮化镓(GaN) MOSFET具有更优的Rds (on) x Qg参数，可额外增长约0.3%的满载效力，而在成本许可的情况下，GaN MOSFET是幻想的选择。
2. 尖峰接收电路损耗分析

尖峰接收电路重要用于强迫MOS管Vds电压，防止其过压击穿。电阻-电容-二极管(RCD)接收温柔态电压克制器(TVS)接收是两种常用的电路，个中RCD最为常用，靠得住性较高。
图3. 两种常见的尖峰接收电路
钳位电压方面，选择高的钳位电压可降低RCD接收损耗，但需选高耐压MOS管，这会导致成本增长，并且变压器初级电流衰减速度会变快，次级整流电流上升斜率变陡，晦气于EMI和次级同步整流效力优化。选择低的钳位电压，有利于EMI，次级同步整流控制，但RCD接收损耗会增长。整流二极管D选用慢管可削减钳位电压和改良EMI，但二极管温升会较高。所以需综合推敲各方面影响，衡量择取。
3. 变压器损耗分析
对于RCD电路中，较大年夜的接收电容C可削减钳位电压纹波，但会增长待机功耗，所以C的拔取一般以满载时5%至10%钳位电压纹波为宜。如不雅接收电阻R较热，可减小变压器漏电感，选用Trr一致性好的慢管，可降低钳位电压，削减R损耗。
变压器损耗重要包含磁芯损耗、线圈损耗和高频附加的磁芯及线圈损耗。对于>300 KHz应用，比拟TP4A, 3C90或3F3，3C95/P51磁芯材料具有更低损耗。高频应用时，邻近效应和趋肤效应导致绕线交换电阻增大年夜，铜损增长，多股绞线将是异常不错的选择。
4. 输出整流损耗分析
输出整流畅常有二极管整流和SR两种筹划。因为SRMOS导通压降袈涠低于二极管导通压降Vd，所以可比传统的二极管整流实现更高能效。
和初级MOSFET一样，SR损耗分为开关损耗(低压时可忽视不计)、驱动损耗(取决于Qg、开关频率及Vcc)和导通损耗。个中导通损耗包含MOSFET导通时的内阻损耗和体二极管在MOSFET导通前的导通损耗，体二极管导通损耗和MOSFET导通延时密切相干。安森美半导体的NCP4305/80系列同步整流控制IC具有极短导通延时，可调至30 ns，同时具有强大年夜的驱动才能，能快速通断SR MOSFET。如在45 W参考设计中，SR MOSFET选用NVMFS6B03NL，内阻仅4 m?，Qg70.7nC，若选用GaN SR MOSFET将可获得额外约0.3%的满载能效晋升。


进步开关频率，可以削减变压器初级电感量，大年夜而削减磁芯损耗。采取多股胶合线，削减趋肤效应，分开初级绕组(三明治绕法)以降低邻近效应。如安森美半导体的45 W参考设计选用RM7变压器，采取多股线加三明治绕法，初级端为24转25x AWG#38 绞合线，次级端为4转150x AWG#44 绞合线，采取3C90材料。
表2. 损耗源及影响损耗的身分

45 W高功率密度适配器参考设计
该参考设计采取安森美半导体的NCP1340高频准谐振反激+NCP43080SR架构, 在能效和待机功耗方面彰显出色机能，供给19 V/2.4 A额定输出，90-264 V宽输入电压，体积仅50 mm x 33 mm x 22 mm，所需外围元件数少，满载能效跨越92%，待机功耗低于30 mW，完全相符CoC V5 Tier 2能效请求。

图4. 45 W参考设计能效 vs. 负载曲线

个中NCP1340/1采取SO-8封装，高压启动，集成X2放电和欠压检测，运行达6个谷底锁定开关，可有效地解决因谷底数不稳定所产生的音频袈潆声问题，并经由过程最小频率钳位和Quiet-Skip运行清除噪声。仁攀类能听到的频率范围是20Hz至20kHz，早期的跳周期控制IC将最低开关频率设置在25 kHz，但间隙工作频率平日会在2 kHz至4 kHz范围，所以一旦其进入跳周期模式，噪声照样很大年夜的。Quiet-Skip将最大年夜的间隙工作频率设置为800 Hz，固然800 Hz仍在可听见典范围内，但其往往会与背景噪声很好的融合，所以不轻易被察觉。NCP1340/1采取跳周期模式，电流消费低，因而可实现低于30 mW的低待机功耗，具有频率颤抖特点，可晋升EMI机能，实测抖频功能可降低AV曲线低频段的峰值袈浼5 dB。此外，NCP1341比NCP1340多了功率倍增模式，可进步瞬态带载才能，同时保持最小尺寸的变压器，实现1.5倍或2倍的额定功率输出，异常合适打印机、驱动电源等须要损掉功率倍增的应用处合。

总结
设计高功率密度的适配器电源不只要知足更轻更薄的成长趋势以晋升用户体验，还要相符日趋严格的能效请求，这对设计人员来说充斥挑衅。高频准谐振反激是实用于低于65 W的高功率密度电源适配器的拓扑构造之一。安森美半导体的45 W高功率密度参考设计采取准谐振反激NCP1340/1 + 同步整流NCP4305/80的架构，可轻松设计出小巧、低成本的高能效高功率密度适配器，满载能效跨越92%，待机功耗低于30 mW，远远超出能效规范。