工业电源必须知足一些特别的请求，如低功耗（以减轻机箱冷却方面的包袱）、高功率密度（以减小空间请求）、高靠得住性和高耐用性，以及其它在通俗电源中不常见的特点，如易于并联、遥控和某些过载保护功能等。同时，它对EMI和稳定性的请求也比其它应用更为严格。本文具体分析了一个400W电源的设计实例，阐释了初级端和次级端电源模块的应用，以及其它进步机能的办法。除了在电气方面的改进外，模块还采取同一的外形尺寸，便于实现精细紧凑的机械设计并削减安装和物流成本。事实上，两个模块可具有不合额定功率，大年夜而大年夜大年夜缩短了上市时光。

　　功率因数校订级(PFC),加上总线或DC链路电容，对于很多无法零丁优化的不合身分来说是十分关键的。如今，大年夜部分电源都采取了有源PFC电路，亦即升压转换器，确保输入电流与输入电压同相，使输入端的┞俘弦波掉真最小化，大年夜而减小传导EMI，实现宽输入范围（85VAC ~ 265VAC）。并且，这个升压转换器会根据输入电压调节本身的┞芳空比和输入电流，并把总线电容的电压调节到350V ~ 400V。然而，如不雅升压转换器不是有源的（例如在启动状况），电流可能流经输入整流器，进入升压电感和二极管，再到空的总线电容，最终产生很大年夜的浪涌电流。要避免这一问题，须要额外的限流电路，不然可能触发电网熔丝。在高靠得住性或关键义务应用中，因为对保持时光和节电保护的请求更严格，是以总线电容必须增大年夜，这使得浪涌电流变得更大年夜。在某些情况下，须要一个NTC电阻，但在“热”启动（如停电）时，NTC仍然很热，不克不及供给保护。根据DIN-EN 61204标准，测试办法针对两种情况：70%的额定输入电压，20ms；以及40%的额定输入电压，100mS。第二种情况对没有有源PFC的电源而言可谓相当棘手。

　　脉宽调制级（PWM）是重要的转换器级。个中DC电压被斩波为更高频率的方波，是以应用更小的变压器就可以转换到另一个电压级并供给隔离。并非所有的拓扑都采取占空比变更的方波，有些拓扑采取的是变频，还有的则是改变两个脉冲序列之间的相位。这一级重要肯定转换器的效力和负载调节。转换器效力十分重要，起首它关系电源的运卸旧本；其次是必须经由过程机箱冷却来散除产生的热量；第三是热组件越大年夜，就越昂贵，占用空间也越大年夜。这三个身分与电源的应用寿刺探本关系重大年夜。

图1 工业电源的各个不合级及每级的重要特点

　　转换器拓扑的选择对效力和辐射EMI都至关重要，因为功率开关越偏向于硬开关，产生的dI/dt和dV/dt就很大年夜，同时电流和电压就越高，这会导致开关频率谐波的大年夜量产生。在各类拓屏闼楝谐振或准谐振拓扑都颇具优势但较难设计，尤其是谐振拓扑，很难在宽泛的负载范围上实现。下文中描述的LLC拓扑具有在宽负载范围内有限的开关频率变更以及软开关，很轻易解决这一问题。

　　PWM级也是所有必须保护功能的核心肠点。在电流模式转换器的情况下，逐周刻日流器可保护电源免受大年夜部分输出问题的伤害，这些问题平日与热关断有关。

　　同步整流级（SR）把变压器产生的交换电压转换回直流电压。因为电压很低，电流往往相当高，故整流器的传导损耗必须最小化。若采取硅PN结二极管可以获得0.7V的┞俘向电压，则采取肖特基二极管可达到0.4V。要获得更低的电压级就需采取MOSFET，这时电压级由导通阻抗RDS(ON) 和输出电流决定，且比前两种情况要低得多。但因为MOSFET是有源器件，故须要一个恰当的┞筏极驱动旌旗灯号来完成，如不雅设计优胜，这一级的功耗可大年夜幅度减小，大年夜而进一步进步效力。此外，应用先辈的低电感封装技巧，设计还可以异常紧凑耐用。

　　持续传导模式(CCM)功率因数校订

　　输入整流器（图2中没有EMI滤波器）产生的输入电压被馈入到PFC电感中，此时后者的次级线圈为PFC控制IC供给供电电压。电感前面的电阻/电容收集可对输入电压进行采样。电感之后是带栅极保护电路的电源开关，PFC整流器为StealthTM 二极管。接下来应用一个电阻分压器来感测和调节PFC级的输出电压，反馈回路至此停止。总线电容也如图2所示，而二极管D1是一个额外的保护器件。

图2 PFC级的道理示意图

　　这里采取的┞菲握器是FAN4810，该器件包含了先辈的平均电流“升压”型功率因数校订实现电路，电源是以可以或许完全知足IEC1000-3-2规范的请求。它还包含了TriFault Detect功能，有利于确保不会因PFC中单个组件的故障造成不安然事宜。1A的┞筏极驱动器又极大年夜降低了对外部驱动器电路的需求。此外，它的功率请求很低，既进步了效力也降低了组件成本。该PFC还带有峰值限流、输入电压中断保护功能，还有一个过压比较器，可在产生负载忽然减小事宜时关断PFC部分。时钟输出旌旗灯号可用来同步下流的PWM级，以削减体系噪声。

　　图3中，绿色曲线的较厚区域代表电流纹波，PFC IC在峰值输入电压下消费电流较多，过零时没有电流。粉色曲线代表整流器输入电压，蓝色曲线为输出电压。

图3 CCM PFC的行动

　　图4所示为LLC谐振转换器的模块示意图。其核心组件是谐振收集，在输入端电压波形和流入输入端的电流之间产生相位滞后，加载在输入端的电压波形是方波，应用半桥或全桥电路很轻易就可以大年夜PFC输出电压中产生。

　　进步电源效力的办法之一是采取零电压开关拓扑。在这种拓屏闼楝电路中的电源开关在电压极低时导通。对于钳位感应开关MOSFET，导通损耗PON LOSS可由下式粗略求得：

　　IL为流经MOSFET的负载电流，VDS(SW)为MOSFET导通前的漏源电压，tON为导通时光，而fSW 则为开关频率。

　　在硬开关拓屏闼楝VDS(SW)是总线电压，对带有PFC前端级的应用来说一般约为400V。对于零电压开关，该电压被降至MOSFET二极管的┞俘向电压降，在1V阁下，大年夜而极大年夜地减小了导通开关损耗。

图4 LLC谐振转换器模块示意图和零电压开关波形

　　如不雅忽视桥式电路中逝世区时光效应以及更高阶谐波的出现，那么流入谐振收集的电流可近似表示为正弦波。因为流入谐振电路的电流滞后于电压基波，当MOSFET处于导通状况时，电流大年夜两个偏向流入，如图4所示。MOSFET在电流流经体二极管时导通，导致“零”电压开关。这种办法带来的一个额外好处是导通时产生的EMI较低，这是因为高dv/dt和di/dt转换时光要短得多，并且平日没有标准硬开关应用中弗成避免的反向恢复效应。

　　在工作区域，电压增益起首跟着频率的增长而降低，这确保了零电压开关所需的相位滞后。控制电路经由过程改变频率来改变体系增益。最小增益和最大年夜增益之间的差距相当小，是以谐振转换器须要很窄的DC电压输入范围。在这个电源设计中，由PFC级供给窄输入电压范围，建议采掏出续传导模式PFC级。

　　因为谐振电路的输出是周期性的，是以须要对之进行整流。这可以采取如图4所示的全曲折流器或一个带中间辰背通centre-tap）的┞符流器来完成。

　　最后，AC-DC电源中的谐振收集根本上都邑采取一个变压器。该变压器履行两项义务：其一是供给初级端和次级端之间必须的安然隔离；其二是经由过程它的匝数比控制电源的总体电压转换比率。

　　为了避免Q1和Q2同时导通的风险，须要必定的逝世区时光。以Q1的关断波形为例。流经开关的电流很大年夜，接近峰值电流。关断时代的电压摆幅为满总线电压，是以关断步调是无损耗的。

　　要确保Q2的零电压开关，Q1的漏源电容完全充电十分重要，这意味着充电时光不该该跨越逝世区时光。若总线电压为VBUS，开关时电流为ISW，有效漏源电容为CDSeff，则电容的充电时光tSW可由下式计算出：

　　VBUS由设计前提事先肯定。如不雅CDSeff为零，Q2就会如预期地实现零电压开关。如不雅CDSeff异常大年夜，Q2为硬开关工作。轻载下ISW很小，当负载足够小时，最终也会产生Q2硬开关。

　　有时可为每个MOSFET并联一个电容。如不雅其容量选择恰当，就可以降低关断损耗，同时又不影响较轻负载下的零电压开关机能。

　　LLC谐振转换器是让谐振转换器与一个电感串联。如许一来，谐振电路中就有两个电感和一个电容，故名为L-L-C。图5显示了一个实例电路的增益特点。

图5 LLC谐振转换器增益曲线实例

　　应用PFC级，LLC转换器的输入可设置在400V阁下。如不雅所需输出电压为12V、匝数比为40:1，则额定负载下须要1.2的DC增益。无论负载情况若何，频率始终不变。

　　为便于解释，假设输入电压进步到480V，则控制电路需把增益降至1.0，以保持12V的输出电压。在这种情况下，频率会在115kHz（满负载）和130kHz（20%负载）之间变更，大年夜图中可看出何时决定不合负载下的增益曲线与增益为1.0的线在哪个频率下订交。应用前述应用中采取的前端PFC级，在缺输入半波的情况下须要一些额外的增益，即所谓的“保持”时光请求。

　　同步整流

　　次级端的同步整流级是应用新的FPP06R001模块来构建的，如图6所示。

图6 同步整流器模块若何连接在变压器的次级端上

　　用来调剂次级电压的二极管平日由MOSFET代替，该模块包含了栅极驱动器和功率MOSFET，采取外引脚极宽的小型单列直插封装，可减小寄生电感和电阻。

　　应用模块来代替分立式组件可以进步效力、减小EMI并简化总体设计。模块中MOSFET的RDS(ON)比分立式解决筹划中的小10%，总体封装阻抗小16%，振铃是以削减，大年夜而减小了EMI。栅极驱动器回路的尺寸很小，这又进一步减小了EMI辐射，加强了抗干扰才能，尤其是对漏极上的dv/dt干扰。因为两个棘手回路的构造都已在模块内完成，所以对设计人员而言总体设计变得较简单。

　　图7说清楚明了让栅极驱动寡居近功率MOSFET为什么如斯有效。栅极驱动器的非零输出阻抗ZDRV 必须经由过程寄生阻抗Zstray1和Zstray2，以及栅极阻抗Rg来控制MOSFET，尤其是关断。这时，漏极上的高dV/dt加上栅极路径上的高阻抗，可能引起MOSFET的寄生导通。而应用极短的连线和功能强大年夜的┞筏极驱动器，几乎可以实现完美的开关。

图7 栅极驱动器电路中的寄生阻抗

　　经由过程分析功率MOSFET上的电压级，可以创建栅极驱动器旌旗灯号，肯定开关导通的精确时序。一旦完全导通，开关上的电压降可应用公式RDSON×IOUT 算出，是以RDSON越低，电压降就越低，功耗也越低（这时开关损耗忽视不计）。肯定精确的功率开关导通和关断时光是异常重要的，如许就可避免体二极管的传导，后者会造成电流换向，最终增大年夜电压降。

　　下表比较了在输出功率为400W（24V，17A）、结温为100℃时，采取不合整流器获得的结不雅：

　　有意思的是，输出整流器的功耗只与输出电流有关，而与输出电压无关。输出电流越高，同步整流解决方檀卷越有优势。肖特基二极管的实际限制在10A阁下，超出这个限值，整流器的功耗会变得相昔时夜，这是因为正向电压在某种程度上依附于电流。不过，对于较高的输出电压，肖特基二极管可能更好，因为电流更小并且无需驱动电路。

　　电源体系

　　在欧盟指令下，一种新的电源效力测量办法已被采取，可在25%、50%、75%和100%的额度输出功率下对输入输出功率进行测量。应用这种办法，电源效力可达到93.8%。

图8 初级端和次级端模块采取雷同的尺寸，有利于实现异常精细的机械解决筹划